bet体育官网：【深度】一种提高步进电机运行质量的电流控制方法

双极性Q电机的基础知识双极性Q电机包括两绕组，为了使电机运营稳定，大大的给这两个线圈加以相位差90度的正弦波，Q电机就开始旋转一起。一般来说，Q电机不是由仿真线性放大器驱动；而是由PWM电流调节驱动，把线性的正弦波信号转换成了线性的直线段信号。

正弦波可被分为多段，随着段数的减少，波形大大相似正弦波。实际应用于中，段数多从4到2048或更加多，大多数Q驱动IC使用4到64段细分。整步驱动，每一时刻只有一个相连电，两相电流交错和电流方向转换，使得一共产生四个Q电机机械状态。半步驱动，比整步驱动方式比较简单一些，在同一时刻，有可能两个相都必须被通电，如图1右图，使电机的Q分辨率提升了一倍。

细分驱动，电机转子回头一步的角度将不会随着粗分数的减少而增大，电机旋转也更加稳定，例如把一个32段细分序列称作八分之一步驱动模式(闻图1)。图1：细分驱动的电流波形。电流控制精度的重要性双极性Q电机转子的方位各不相同流经两个线圈绕组的电流的大小。

一般来说，自由选择Q电机的主要指标为，精确的机械定位或精准的机械系统速度掌控。所以绕组电流的精度掌控对Q电机的稳定运营十分最重要。在机械系统中，有两个问题不会造成不精确的电流掌控：?在短距离运营或用Q电机用作定位掌控的情况下，每一细分段电机运营的步数错误，造成错误的定位。

?在高速运行下，系统非线性不会造成短期电机运营速度变化，使得力矩不大位，减少了电机噪声和振动。PWM掌控和电流波动模式(DecayMode)大多数的Q电机驱动IC，依赖Q电机绕组的电感特性构建PWM电流调节。通过每个绕组对应的功率MOSFET构成的H桥电路，随着PWM掌控开始，电源电压被添加电机绕组上，从而产生驱动电流。

一旦电流超过设定值，H桥就不会转换掌控状态，使得输入电流波动。一定相同时间后，一个新的PWM周期又不会开始，H桥再度产生线圈电流。反复这一过程，使绕组电流下降和上升。通过电流取样和状态掌控，可以调节掌控每一段细分的峰值电流值。

在预期的峰值电流超过后，H桥驱动绕组的电流波动掌控方式有两种：?绕组短路(同时通车较低外侧或高侧的MOSFET)，电流波动快。?H桥鼓吹一行合，或容许电流通过MOSFET的体二极管流通，电流波动慢。

这两种电流波动方式称作快波动和慢波动(闻图2)。图2：H桥工作状态。由于电机绕组是感性的，电流的变化率各不相同产生的电压和线圈感值。

要Q电机较慢运营，理想的情况就是是需要掌控驱动电流在很短的时间内变化。意外的是，电机运动中不会产生一个电压，其方向与另加电压忽略,镇压电流再次发生转变的趋势，称作“反电动势”。所以电机扭矩就越慢，此偏移电动势就越大，在它起到下电机随速度的减小而相电流增大，从而造成力矩变大。为了减低这些问题，要么提升驱动电压，要么减少电机绕组电感。

减少电感意味著用较少的匝数绕组，就必须更高的电流来超过完全相同的磁场强度和扭矩。传统峰值电流掌控的问题传统的Q电机峰值电流掌控，一般来说只检测通过线圈的峰值电流。当预期的峰值电流超过后，H桥就不会转换导通状态，使得输入电流波动(慢波动，快波动，或两者的人组)，持续一定相同时间，或等一个PWM周期完结。

电流波动时，驱动IC无法检测输入电流，从而造成一些问题。一般来说，最差是用快波动，可以获得更加小的电流纹波，平均值电流能更加精确的追踪峰值电流。

然而，随着步率减小，快波动不需要及时减少绕组电流，无法确保准确的电流调节。为了避免取样到开关电流尖峰，在每个PWM周期的开始，有一个十分较短的时间(blankingtime)是不取样绕组电流的，那么此时的电流就是不不受掌控的。这不会造成相当严重的电流波形畸变和电机运营的不平稳(闻图3)。

图3：快波动模式下的电流畸变。在正弦波超过峰值后，电流再行开始波动，然后又减少，直到H桥工作在高阻状态，电流才之后向零波动。为了防止这种情况，许多Q电机驱动芯片，在电流幅值减少的时候使用快波动模式，在电流幅值增大时用于慢波动或混合波动(融合慢波动和快波动)模式。

然而，这两种波动模式的平均值电流是是几乎有所不同的，因为慢波动模式时的电流纹波比较大很多。结果就是，两种模式下的平均值电流值差距相当大，造成电机运营不稳定(闻图4)。

图4：传统峰值电流掌控下的波形如图4波形右图，峰值电流后一步和前一步的电机Q不一样，不会造成方位误差和瞬时速度的变化。电流过零时，因为两种波动模式的转换，也不会有某种程度的问题。双向电流取样传统的Q驱动，在每个H桥下管源极和地之间相接外部检测电阻，只测量PWM导通时检测电阻上的相反电压。

在快波动模式下，电流循环通过内部MOSFET，不通过检测电阻，因此无法测量电流。在慢波动模式下，通过电阻的电流旋转，产生的是胜电压。

对于目前的电源IC工艺，胜电压很难被非常简单的取样处置。如果我们可以监控电流波动时期的绕组电流，许多Q电机驱动的电流调节问题就能被解决问题。但是，如上所说通过外部检测电阻很难构建，更佳的自由选择是尝试内部电流检测。

内部电流检测容许在任何时候监测电流，如PWM导通时间，以及慢波动和快波动过程中。虽然它减少了驱动IC的复杂性，但内部电流检测大大降低了系统成本，因为外部的取样电阻不必须了。这些电阻十分大且便宜，价格一般来说和驱动IC差不多！MP6500Q驱动ICMP6500双极性Q电机驱动芯片，构建内部电流检测，很好的代替了传统廉价的峰值电流掌控双近于Q电机的驱动IC。

MP6500内部电路框图如图5右图。图5：MP6500电路框图。MP6500仅次于驱动电流峰值为2.5A(明确各不相同PCB和PCB设计)；电源电压范围从4.5V至35V。

反对整步，半步，四分之一步，八分之一步驱动模式。不必须外部电流检测电阻，只必须一个短路的小型、低功耗电阻去原作绕组电流峰值。

内部电流检测依赖精准的功率管及涉及电路的给定设计，可以确保一直精确取样绕组电流，从而提升Q电机的运营质量。一般来说情况下，MP6500工作在快波动模式下。然而，当一个相同变频器时间完结，快波动完结后，如果当前绕组电流仍低于预期水平，慢波动模式不会被打开以用来很快增大驱动电流到所需值。

这种混合掌控模式，使得驱动电流较慢上升到零，同时又确保平均值电流尽可能相似设定值。当step跳变时，慢波动就被使用使得当前电流很快被调整到零，如图6右图。

图6：MP6500的自动波动模式(step跳变时)。如果电源电压低，电感值低，或所需的峰值电流幅值很低，电流很有可能低于设定值。

由于blankingtime，每个PWM周期都会有一个大于导通时间，此时许多传统的Q电机驱动器无法控制绕组电流。如果再次发生这种情况，MP6500不会大大使用慢衰落模式来确保绕组电流仍然不多达设定值(闻图7)。图7：MP6500的自动波动模式(较低电流情况下)。

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